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解決方案數(shù)字信號(hào)測(cè)試聯(lián)系人

來源: 發(fā)布時(shí)間:2023-06-14

由于真正的預(yù)加重電路在實(shí)現(xiàn)時(shí)需要有相應(yīng)的放大電路來增加跳變比特的幅度,電路  比較復(fù)雜而且增加系統(tǒng)功耗,所以在實(shí)際應(yīng)用時(shí)更多采用去加重的方式。去加重技術(shù)不是  增大跳變比特的幅度,而是減小非跳變比特的幅度,從而得到和預(yù)加重類似的信號(hào)波形。 圖 1.29是對(duì)一個(gè)10Gbps的信號(hào)進(jìn)行-3.5dB的去加重后對(duì)頻譜的影響。可以看到,去加  重主要是通過壓縮信號(hào)的直流和低頻分量(長(zhǎng)0 或者長(zhǎng) 1  的比特流),從而改善其在傳輸過  程中可 能造成的對(duì)短0或者短1 比特的影響。波形參數(shù)測(cè)試室數(shù)字信號(hào)測(cè)試常用的測(cè)量方法,隨著數(shù)字信號(hào)速率的提高,波形參數(shù)的測(cè)量方法越來越不適用了。解決方案數(shù)字信號(hào)測(cè)試聯(lián)系人

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建立時(shí)間和保持時(shí)間加起來的時(shí)間稱為建立/保持時(shí)間窗口,是接收端對(duì)于信號(hào)保持在 同一個(gè)邏輯狀態(tài)的**小的時(shí)間要求。數(shù)字信號(hào)的比特寬度如果窄于這個(gè)時(shí)間窗口就肯定無 法同時(shí)滿足建立時(shí)間和保持時(shí)間的要求,所以接收端對(duì)于建立/保持時(shí)間窗口大小的要求實(shí) 際上決定了這個(gè)電路能夠工作的比較高的數(shù)據(jù)速率。通常工 作速率高一些的芯片,很短的建 立時(shí)間、保持時(shí)間就可以保證電路可靠工作,而工作速率低一 些的芯片則會(huì)要求比較長(zhǎng)的建 立時(shí)間和保持時(shí)間。

另外要注意的是, 一個(gè)數(shù)字電路能夠可靠工作的比較高數(shù)據(jù)速率不僅取決于接收端對(duì)于 建立/保持時(shí)間的要求,輸出端的上升時(shí)間過緩、輸出幅度偏小、信號(hào)和時(shí)鐘中有抖動(dòng)、信號(hào) 有畸變等很多因素都會(huì)消耗信號(hào)建立/保持時(shí)間的裕量。因此一個(gè)數(shù)字電路能夠達(dá)到的比較高數(shù)據(jù)傳輸速率與發(fā)送芯片、接收芯片以及傳輸路徑都有關(guān)系。

建立時(shí)間和保持時(shí)間是數(shù)字電路非常重要的概念,是接收端可靠信號(hào)接收的**基本要 求,也是數(shù)字電路可靠工作的基礎(chǔ)。可以說,大部分?jǐn)?shù)字信號(hào)的測(cè)量項(xiàng)目如數(shù)據(jù)速率、信號(hào) 幅度、眼圖、抖動(dòng)等的測(cè)量都是為了間接保證信號(hào)滿足接收端對(duì)建立時(shí)間和保持時(shí)間的要 求,在以后章節(jié)的論述中我們可以慢慢體會(huì)。 解決方案數(shù)字信號(hào)測(cè)試聯(lián)系人數(shù)字信號(hào)取值是散的,通過數(shù)學(xué)方法對(duì)原有信號(hào)處理,編碼成二進(jìn)制信號(hào)后,再載波的方式發(fā)送編碼后的數(shù)字流。

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簡(jiǎn)單的預(yù)加重對(duì)信號(hào)的頻譜改善并不是完美的,比如其頻率響應(yīng)曲線并不一定與實(shí)際 的傳輸通道的損耗曲線相匹配,所以高速率總線會(huì)采用階數(shù)更高、更復(fù)雜的預(yù)加重技術(shù)。 圖1.28所示是一個(gè)3階的預(yù)加重,其除了對(duì)跳變沿后面的第1個(gè)比特進(jìn)行預(yù)加重處理外,跳變沿 之后的第2個(gè)比特的幅度也有變化。跳變沿后第1個(gè)比特的幅度變化有時(shí)也叫Post Cursorl,

跳變沿后的第2個(gè)比特的幅度變化有時(shí)也叫Post Cursor2。有些總線如PCIe3.0,會(huì)對(duì)跳變 沿前面的1個(gè)比特的幅度也進(jìn)行調(diào)整,叫作Pre Cursor1,有時(shí)也稱為PreShoot。

數(shù)字信號(hào)的帶寬(Bandwidth)

在進(jìn)行數(shù)字信號(hào)的分析和測(cè)試時(shí),了解我們要分析的數(shù)字信號(hào)的帶寬是很重要的一點(diǎn),它決定了我們進(jìn)行電路設(shè)計(jì)時(shí)對(duì)PCB走線和傳輸介質(zhì)傳輸帶寬的要求,也決定了測(cè)試對(duì)儀表的要求。

數(shù)字信號(hào)的帶寬可以大概理解為數(shù)字信號(hào)的能量在頻域的一個(gè)分布范圍,由于數(shù)字信號(hào)不是正弦波,有很多高次諧波成分,所以其在頻域的能量分布是一個(gè)比較復(fù)雜的問題。

傳統(tǒng)上做數(shù)字電路設(shè)計(jì)的工程師習(xí)慣根據(jù)信號(hào)的5次諧波來估算帶寬,比如如果信號(hào)的數(shù)據(jù)速率是100Mbps,其快的0101的跳變波形相當(dāng)于50MHz的方波時(shí)鐘,這個(gè)方波時(shí)鐘的5次諧波成分是250MHz,因此信號(hào)的帶寬大概就在250MHz以內(nèi)。這種方法看起來很合理,因?yàn)?次諧波對(duì)于重建信號(hào)的基本波形形狀是非常重要的,但這種方法對(duì)于需要進(jìn)行精確波形參數(shù)測(cè)量的場(chǎng)合來說就不太準(zhǔn)確了。比如同樣是50MHz 的信號(hào),如果上升沿很陡接近理想方波,其高次諧波能量就比較大;而如果上升沿很緩接近 正弦波,其高次諧波能量就很小。
數(shù)字 信號(hào)處理系統(tǒng)的基本組成;

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需要注意的是,采用8b/10b編碼方式也是有缺點(diǎn)的,比較大的缺點(diǎn)就是8bit到10bit的編碼會(huì)造成額外的20%的編碼開銷,所以很多10Gbps左右或更高速率的總線不再使用8b/10b編碼方式。比如PCIe1.0和PCIe2.0的總線速率分別為2.5Gbps和5Gbps,都是采用8b/10b編碼,而PCle3.0、PCle4.0、PCle5.0的總線速率分別達(dá)到8Gbps、16Gbps和32Gbps,并通過效率更高的128b/130b的編碼結(jié)合擾碼的方法來實(shí)現(xiàn)直流平衡和嵌入式時(shí)鐘。另一個(gè)例子是FibreChannel總線,1xFC、2xFC、4xFC、8xFC的數(shù)據(jù)速率分別為1.0625Gbps、2 . 125Gbps,4 . 25Gbps 、8 . 5Gbps,都是采用8b/10b編碼,而16xFC 、32xFC 的數(shù)據(jù)速率分別  為14.025Gbps和28.05Gbps,采用的是效率更高的64b/66b編碼方式。64b/66b編碼在 10G和100G以太網(wǎng)中也有廣泛應(yīng)用。數(shù)字信號(hào)電平范圍象征的邏輯狀態(tài);解決方案數(shù)字信號(hào)測(cè)試聯(lián)系人

數(shù)字信號(hào)可通過分時(shí)將大量信號(hào)合成為一個(gè)信號(hào)(稱復(fù)用信號(hào)),通過某個(gè)處理器處理后,再將信號(hào)解復(fù)用;解決方案數(shù)字信號(hào)測(cè)試聯(lián)系人

數(shù)字信號(hào)的均衡(Equalization)

前面介紹了預(yù)加重或者去加重技術(shù)對(duì)于克服傳輸通道損耗、改善高速數(shù)字信號(hào)接收端信號(hào)質(zhì)量的作用,但是當(dāng)信號(hào)速率進(jìn)一步提高或者傳輸距離更長(zhǎng)時(shí),**在發(fā)送端已不能充分補(bǔ)償傳輸通道帶來的損耗,這時(shí)就需要在接收端同時(shí)使用均衡技術(shù)來進(jìn)一步改善信號(hào)質(zhì)量。所謂均衡,是在數(shù)字信號(hào)的接收端進(jìn)行的一種補(bǔ)償高頻損耗的技術(shù)。常見的信號(hào)均衡技術(shù)有3種:CTLE(ContinuousTimeLinearEqualization)、FFE(FeedForwardEqualization)和DFE(DecisionFeedbackEqualization).CTLE是在接收端提供一個(gè)高通濾波器,這個(gè)高通濾波器可以對(duì)信號(hào)中的主要高頻分量進(jìn)行放大,這一點(diǎn)和發(fā)送端的預(yù)加重技術(shù)帶來的效果是類似的。有些速率比較高的總線,為了適應(yīng)不同鏈路長(zhǎng)度損耗的影響,還支持多擋不同增益的CTLE均衡器。圖1.35是PCle5.0總線在接收端使用的CTLE均衡器的頻響曲線的例子。 解決方案數(shù)字信號(hào)測(cè)試聯(lián)系人

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