基于上面所講述的問題，其實如果你需要一個2.5V的電壓的話，理論上來說通過兩個電阻分壓是完全可以得到的，并且有些時候我們還經常這么做，比如在我們設計一個比較器的時候，通常閾值的比較電壓就是通過電阻分壓電路得到的。比如上面電路圖里面，只要電阻R1和R2取相等值時，Vref的電壓值就是2.5V，它是有R1和R2這兩個電阻對電源電壓5V分壓而得到的。這種比較器電路一般**是用于一些模擬電壓的判斷，比如當某個模擬電壓輸出的傳感器超過某個閾值時，比較器就會輸出相應的狀態。但這種場合往往是對模擬電壓的精度不是很高，因此使用1%精度的電阻就可以滿足應用要求。所有模數轉換器（ADC）和數模轉換器（DAC）都需要具備基準電壓（通常是一個電壓）。河南外置基準源芯片型號

那么，我們希望有怎樣的精度和穩定性呢? AD588比較大初始誤差額定值為0.01%(1/10,000，或約為13位)，比較大溫度系數為1.5 ppm/°C。 在–40°C至+100°C工業溫度范圍內，這會導致210 ppm的變化量，或者說12位時的1 LSB。 因此，如果不采用溫度補償，那么在溫度范圍內我們能夠保證的比較好未校準***精度約為12位[v]。 如果我們以昂貴的高精度電壓為標準進行校準(機架式設備，非IC)，然后將輸入IC的溫度范圍限制在室溫的±20°C左右，那么我們也許能獲得大約16位的溫度補償***精度。精密基準基準源芯片價格基準源芯片的作用有哪些呢？

精度要求應切合實際。了解應用所需的精度非常重要。這有助于確定關鍵規格。考慮到這一要求，將溫度漂移乘以指定溫度范圍，加上初始精度誤差、熱遲滯和預期產品壽命期間的長期漂移，減去任何將在出廠時校準或定期重新校準的項，便得到總體精度。對于要求**苛刻的應用，還可以增加噪聲、電壓調整率和負載調整率誤差。例如，一個基準電壓源的初始精度誤差為 0.1% (1000ppm)，-40°C 至 85°C 范圍內的溫度漂移為 25ppm/°C，熱遲滯為 200ppm，峰峰值噪聲為 2ppm，時間漂移為 50ppm/√kHr，則在電路建成時總不確定性將超過 4300ppm。在電路通電后的**00 小時，這種不確定性增加 50ppm。初始精度可以校準，從而將誤差降低至 3300ppm + 50ppm ? √(t/1000 小時)。

熱遲滯的這一規格經常被忽視，但它也可能成為主要的誤差來源。它本質上是機械的，是熱循環導致芯片應力變化的結果。經過大溫度循環后，可以在給定溫度下觀察到延遲，表現為輸出電壓的變化。它與溫度系數和時間漂移無關，降低了初始電壓校準的有效性。在隨后的溫度循環中，大多數基準電壓源傾向于在標稱輸出電壓附近發生變化，因此熱滯通常限于可預測的最大值。每個制造商都有自己的方法來指定這個參數，所以典型的值可能會被誤導。每個比較器，ADC、DAC 或檢測電路必須有一個基準電壓源才能完成上述工作 。

與其他類型的基準電壓源電路相比，這種穩定性可歸因于元件數量和芯片面積相對較少，而且齊納元件的構造很精巧。然而，初始電壓和溫度漂移的變化相對較大，這很常見。可以增加電路來補償這些缺陷，或者提供一系列輸出電壓。分流和串聯基準電壓源均使用齊納二極管。LT1021、LT1236和LT1027等器件使用內部電流源和放大器來調節齊納電壓和電流，以提高穩定性，并提供多種輸出電壓，如5V、7V和10V。這種附加電路使齊納二極管與很多應用電路兼容性更好，但需要更大的電源裕量，并可能引起額外的誤差。基本帶隙基準電壓源背后的數學原理很有意思，因為它將已知溫度系數與獨特的電阻率相結合。溫州放大器基準源芯片價格

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精密模擬設計人員通常依靠安靜不起眼的基準電壓源為其DAC和ADC轉換器供電。這項工作超出了基準電壓源的基本范圍——表面上設計用于為實際電源提供干凈、精確的穩定電壓;即電源轉換器的基準輸入。需要注意的是，基準電壓源通常可以勝任為轉換器基準輸入提供精確電壓的任務，這讓設計人員更大膽地要求基準電壓源為電流越來越高的應用供電。精度和功耗之間的選擇經常出現在任何設計過程中。做出此決定的蠻力方法建議在要求精度時使用基準電壓源，在需要毫瓦功率時使用LDO。除了額外的電路板空間和成本外，即使它們的標稱電壓相同，也必須路由單獨的信號。如果需要高精度電壓源來提供毫瓦級功率，設計人員必須緩沖基準電壓源。河南外置基準源芯片型號